模擬 IQ 調(diào)制器（用于發(fā)射器）和 IQ 解調(diào)器（用于接收器）已經(jīng)使用了數(shù)十年（[1] 至 [3]）。

近推出了新的A/D和D/A轉(zhuǎn)換器，可以直接對1至4 GHz的IF進(jìn)行采樣；在第二、第三和第四奈奎斯特區(qū)域采樣（[4] 至 [7]）。這些與更高速的數(shù)字邏輯相結(jié)合，允許以數(shù)字方式完成組合（對于 A/D）和分離（對于 D/A）（[8] 至 [21]）。圖 1(a)（對于調(diào)制器）和圖 1(b)（對于解調(diào)器）對此進(jìn)行了說明，其中數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（DAC 或 ADC）位于“D”位置。

圖 1(b)。解調(diào)器

另一方面，集成模擬 I、Q 組合器和分離器在 I 和 Q 路徑之間具有非常好的匹配，解決了以模擬方式執(zhí)行這些過程的一些反對意見。模擬技術(shù)還需要兩倍于 IF 直接采樣的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（A/D 或 D/As），但它們以較低的采樣率運(yùn)行；因此它們更便宜并且需要更少的電力。圖 1(a)（對于調(diào)制器）和圖 1(b)（對于解調(diào)器）對此進(jìn)行了說明，其中數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（DAC 或 ADC）位于“A”位置。

筆者開始思考這個問題。他在 LinkedIn 的幾個群組中征求意見，并得到了寶貴的答案。經(jīng)致謝人同意，特致謝如下。他還找到了有關(guān)這些功能的當(dāng)代集成電路 (IC) 特性的所有信息，以及為這些 IC 確定的任何性能要求的結(jié)果。由此，他試圖得出任何可以得出的一般性結(jié)論來回答這個問題。 “IQ 調(diào)制和解調(diào)應(yīng)該以模擬方式還是數(shù)字方式進(jìn)行？”

模擬 IQ 方法

模擬 IQ 方法已經(jīng)存在了幾十年（[1] 到 [3]）。任何 IF 或 RF 信號都可以表示為

R(t) = I(t)cos(2πft) +Q(t)sin(2πft)

其中 f 是載波頻率，I(t) 稱為同相分量，Q(t) 稱為正交分量。模擬 IQ 調(diào)制器獲取基帶信號 I(t) 和 Q(t) 并形成 R(t)。如圖 1(a) 所示，DAC 位于位置 A。模擬 IQ 解調(diào)器將 R(t) 作為輸入，并形成 I(t) 和 Q(t)。如圖 1(b) 所示，DAC 位于位置 A。

模擬方法的一個關(guān)鍵問題是保持兩條路徑的增益相同，并且相位差為 90°。有時會忽略這些要求的是兩個低通濾波器。對于存在大量信號能量的所有頻率，它們的增益和相位應(yīng)該完全匹配。后面的文章將介紹對這些要求的更準(zhǔn)確的量化，以及因偏離這些要求而造成的損害。

數(shù)字智商方法

高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（DAC 和 ADC）的發(fā)展使人們通過以數(shù)字方式實(shí)現(xiàn) IQ 調(diào)制器和解調(diào)器功能來避免模擬 IQ 方法部分中討論的 IQ 不平衡問題，其中增益和相位可以在不產(chǎn)生增益和相位的情況下產(chǎn)生。錯誤（[5]、[8] 至 [21]）。對于調(diào)制器情況，輸出端有一個高速 DAC，如圖 1(a) 所示，DAC 位于位置 D。對于解調(diào)器情況，輸入端有一個高速 ADC，如圖 1(a) 所示圖 1(b)，ADC 位于位置 B。

這些數(shù)字方法通常利用所謂的帶通采樣的混疊效應(yīng)（[22]至[24]。[24A]、[24B]）。圖 2(a) 顯示了及時采樣的波形。圖 2(b) 顯示了未采樣和采樣信號的頻譜。 ADC 的采樣時鐘執(zhí)行與 RF 混頻器中的本地振蕩器相同的功能。對于 ADC，模擬濾波器只能允許一個奈奎斯特區(qū)域中的信號通過，并且這種混合操作可用于將該奈奎斯特區(qū)域中的信號下變頻到基帶。

圖2(a)。時域采樣

圖2(b)。未采樣和采樣信號的頻譜

對于 DAC，可以及時調(diào)整輸出以提高較高頻率下的性能。

圖 3(a) 顯示“正常”或“不歸零”(NRZ) DAC 輸出。每次采樣后，輸出保持恒定，直到下采樣。模擬頻譜如圖3(b)所示。

圖3(a)。時域采樣

圖 3(b)。

圖 4(a) 顯示“歸零”(RZ) DAC 輸出。每次采樣后，輸出在半個采樣周期內(nèi)保持恒定，然后變?yōu)榱?。這會增加第二奈奎斯特區(qū)的幅度，如圖 4(b) 所示。

圖4(a)。時域采樣

圖 4(b)。

圖 5(a) 顯示“混合”或“RF”DAC 輸出。每次采樣后，輸出在半個采樣周期內(nèi)保持恒定，然后變?yōu)樨?fù)值。這與使用本地振蕩器波形的兩種極性的混頻器的操作相同。如圖 5(b) 所示，模擬頻譜在第二奈奎斯特區(qū)具有更大的幅度。通過上述任何方法創(chuàng)建波形后，必須使用低通或帶通濾波器濾除所需的頻率，以消除可能存在的任何不需要的混疊和雜散響應(yīng)。

圖5(a)。時域采樣

圖5(b)。

數(shù)字方法避免了正交不平衡的任何問題。然而，由于量化和采樣效應(yīng)，所有數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器都有其自身的不良影響。其中一些效果將在下一篇文章中展示。與模擬 IQ 網(wǎng)絡(luò)相比，這些高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的成本和功耗要求通常也很高。