用于大功率便攜式揚聲器（如手推車揚聲器）的音頻放大器通常使用鋰離子電池供電，這些電池可以從單節(jié)電池到串聯(lián)的幾節(jié)電池不等。設(shè)計人員通常使用升壓轉(zhuǎn)換器為音頻放大器產(chǎn)生電壓，因為揚聲器的功耗可能超過幾百瓦。 出于成本考慮，大功率音頻放大器的一種方法是在并聯(lián)主副配置中使用兩個升壓轉(zhuǎn)換器，其中副轉(zhuǎn)換器的反饋電壓節(jié)點接地，其 COMP 電壓節(jié)點連接到主轉(zhuǎn)換器的 COMP 電壓節(jié)點。由于COMP節(jié)點電壓決定了功率電感的峰值電流，副轉(zhuǎn)換器跟蹤主轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生相同的峰值電流，從而實現(xiàn)兩個轉(zhuǎn)換器之間的負載共享。 這種方法在峰值電流平衡方面簡單有效。然而，決定實際功率的是與電感峰值電流不同的直流電流。電感值的不匹配不可避免地會導(dǎo)致兩個轉(zhuǎn)換器中的直流電流不同，即使它們的峰值電流相同。更糟糕的是，兩個轉(zhuǎn)換器中的峰值電流很容易被抵消超過 20%，從而導(dǎo)致固有電路參數(shù)容差導(dǎo)致更大的電流共享誤差，例如： 脈寬調(diào)制 （PWM） 控制器從 COMP 引腳到 PWM 比較器的內(nèi)部偏移電壓。 電流檢測電阻以及電流檢測放大器的增益（如果適用）。 斜率補償信號疊加在電流檢測信號上。 結(jié)果是一個轉(zhuǎn)換器過熱的不平衡功率共享，如果沒有更昂貴的熱管理方案，這種情況會顯著降低系統(tǒng)的整體可靠性。 但是，還有其他選擇。本文將討論簡單的電流共享方案，并提出一種化并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器之間的直流電流共享誤差的方法，包括作為概念驗證的實驗結(jié)果。

均流控制方案及工作原理

圖 1顯示了一個電流共享控制方案，其中附屬公司被迫提供與主要公司相同的負載電流。共享控制電路包括： 運算放大器（op amp）U1 電流檢測電阻 R SN1和 R SN2由 R 1和 R 3以及 R 2和 R 4組成的電阻分壓器可選的感應(yīng)濾波電容器 C 1和 C 2補償電容 C 3以穩(wěn)定共享控制回路 共享控制電阻 R 5 圖 1在這種均流控制方案中，附屬公司被迫提供與主要公司相同的負載電流。資料：德州儀器 假設(shè) U1 是理想運算放大器，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和 R 3 = R 4。如果 I O2變得大于 I O1（U1 的輸出電壓），V C將增加。因此，F(xiàn) B2電壓將升高，降低 V O2和 I O2直到 I O2 = I O1。同樣，如果 I O2變得小于 I O1，電路將迫使 V O2和 I O2增加以達到 I O2 = IO1。簡而言之，I O2將跟蹤 I O1以實現(xiàn)平衡均流。

在穩(wěn)定狀態(tài)下，直流電流 I O1、 I O2和 I OUT滿足公式 1：

分析電流平衡誤差 實際上，沒有任何電路參數(shù)是完美的。有兩個因素會為圖 1 所示的電路引入電流共享誤差：R SN1、R SN2、R 1、R 2、R 3和 R 4的電阻值容差，以及 U1 的輸入失調(diào)電壓和偏置電流。

為了限度地減少電流平衡誤差，在所有六個位置使用E96系列中的電阻器（容差為 0.1%）會將它們對共享誤差的影響限制在 0.6% 以下。

圖 2這是 U1 的等效電路的樣子。 下面我們來分析一下U1造成的錯誤。假設(shè)U1的輸入失調(diào)電壓為V OS，失調(diào)電流為I OS，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2，R 3 = R 4。經(jīng)過簡單的電路分析，您可以看到由 V OS和 I OS引起的共享誤差，如公式 2 所示。 ΔI O = |I O1 – I O2 | = 1/R SN1 （R 1 +R 3 ）/R 3 × V OS + R 1 × I OS ） （2） 等式 2 表明： 具有更高 V OS和 I OS的運算放大器會產(chǎn)生更大的錯誤。 較高的 R SN1和 R SN2值有助于減少誤差。 電阻分壓器的電壓階躍比越高，與 V 相關(guān)的誤差越大。 如果R 1 = R 2 = 0 Ω，則消除了由I OS引起的誤差。 然而，在選擇這些設(shè)備時還有其他限制。具有超低 V OS和 I OS的運算放大器通常很昂貴。大電流檢測電阻器不僅會導(dǎo)致高功耗，而且成本更高。因此，更具成本效益的方法是優(yōu)化電阻分壓器的選擇。 優(yōu)化電阻分壓器選擇 電阻分壓器的降壓比應(yīng)盡可能小。在的情況下，U1 應(yīng)該是一個運算放大器，可以將轉(zhuǎn)換器的輸出電壓作為偏置電源電壓。這是因為您可以移除每個分壓器的底部電阻，如圖 3所示。由于 U1 的兩個輸入引腳的高阻抗，每個分壓器頂部電阻上的壓降可以忽略不計，從而使 U1 的兩個輸入能夠直接感應(yīng)電流差。直接感測使感測誤差和共享誤差化。它還消除了電阻分壓器中的靜態(tài)功耗。

圖 3均流方案顯示何時 V OUT可以直接為 U 1供電。 如果不衰減，輸出電壓軌上的開關(guān)紋波可能會影響 U1 的性能。使用C 1和C 2與R 1和R 2組成低通濾波器將降低U1 輸入端的紋波電壓。因此，R 1和R 2不得為0 Ω。在選擇 R 1和 R 2以及 C 1和 C 2的值時，您必須進行權(quán)衡，以便以的成本實現(xiàn)所需的紋波衰減。 并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器的電流共享 對于某些升壓轉(zhuǎn)換器應(yīng)用，V OUT可能會超過 U1 的電源電壓額定值。因此，U1 的偏置電源必須具有較低的電壓，例如轉(zhuǎn)換器的偏置電源電壓 V CC。在這種情況下，您必須使用圖 1 中的 R 3和 R 4來將 V 1和 V 2保持在 U1 的偏置電源電壓之下。這樣做的缺點是增加了電阻分壓器的共享誤差和相關(guān)的功耗。 為了提高并行升壓轉(zhuǎn)換器的性能，圖 4顯示了一種改進的電流共享控制方案。電流感應(yīng)元件放置在輸入側(cè)。工作原理與圖 1 類似，不同之處在于該方案實現(xiàn)了兩個轉(zhuǎn)換器的輸入電流的共享平衡。

同樣，假設(shè) U1 是理想運算放大器，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和 R 3 = R 4，則輸入電流 I IN、I i1和 I i2滿足公式 3。

選擇 E96 系列中的所有六個電阻器（0.1% 容差）可以將它們對共享誤差的影響限制在《0.6%。U1 的失調(diào)電壓和電流的影響與前面分析的相同；即，公式 4 計算共享誤差如下： ΔI IN = |I i1 – I i2 | = 1/R SN1 （R 1 + R 3 ）/R 3 × V OS + R 1 × I OS ） （4） 由于升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓低于V OUT，因此可以降低所需的電阻分壓器的降壓比以獲得更小的共享誤差。如果升壓輸入電壓小于 U1 的偏置電源電壓額定值，U1 可以直接將輸入電壓 V IN作為其偏置電源，您可以移除 R 3和 R 4以獲得與前面討論的相同的優(yōu)勢。 實驗結(jié)果 為了驗證這個概念，讓我們在共享控制電路旁邊使用兩個LM5155升壓控制器評估模塊，如圖 4 所示。由于轉(zhuǎn)換器的輸入電壓為 18 V，因此為 U1 選擇LM8261運放可以直接將 V IN作為偏置電源，從而消除了 R 3和 R 4。其他選擇是： R SN1 = R SN2 = 10 mΩ R 1 = R 2 = 499 Ω C 1 = C 2 = 1 ?F C 3 = 100 nF R 5 = 50 kΩ 根據(jù)LM8261 datasheet，U 1的V OS為7 mV，I OS為400 nA。因此，由 U1 引起的壞情況共享誤差為 0.72 A，如公式 4 所示：ΔI IN ≤ 1/10 mΩ （7 mV + 499 Ω × 400 nA） = 720 mA

圖 5和圖 6顯示了兩個典型的實驗結(jié)果。主副轉(zhuǎn)換器之間的輸入電流共享誤差小于 120 mA，遠小于 720 mA 的壞情況誤差。 圖5結(jié)果顯示在 V IN = 8 V 和 98 W 負載下的輸入電流共享。資料：德州儀器

圖 6結(jié)果顯示在 V IN = 8 V 和 72 W 負載下的輸入電流共享。資料：德州儀器 所提出的概念還應(yīng)用于典型手推車揚聲器的 9-16 V輸入至 50 V輸出、300 W 電源的參考設(shè)計，該電源由兩個 150 W LM5155 升壓轉(zhuǎn)換器組成，主要和輔助配置。 由于升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓通常低于輸出電壓，因此將感應(yīng)控制電路置于輸入側(cè)有助于減少電流共享誤差。本文提出的方案可能是用于手推車揚聲器的高升壓比升壓轉(zhuǎn)換器的解決方案。在此類應(yīng)用中，輸入通常是 12V 電池，輸出電壓大于 40V，因此需要并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器來支持超過 300W 的高保真音頻放大器，例如 TPA3221。通過這種方案，并聯(lián)轉(zhuǎn)換器可以實現(xiàn)相當(dāng)平衡的功率共享。