1全波整流和倍流整流

傳統(tǒng)上，通信電源變壓器副邊整流電路大多采用圖1（a）所示帶中心抽頭的全波整流電路，該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單．器件總數(shù)少，二極管通態(tài)損耗小，但是變壓器副邊繞組的利用率較低。隨著開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展，通信電源要求更大的輸出電流和更小的輸出電壓紋波。對(duì)低壓大電流輸出的變壓器而言，中心抽頭不僅給變壓器的沒計(jì)和制造帶來很大困難，而且外部引線的安裝和焊接也很難處理。

常用的倍流整流電路拓?fù)淙鐖Dl（b）所示，與傳統(tǒng)的變壓器副邊帶中心抽頭的全波整流電路相比，倍流整流電路有以下優(yōu)點(diǎn)：減小了變壓器副邊繞組的電流有效值；變壓器利用率較高，無需中心抽頭，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單；輸出電感紋波電流抵消可以減小輸出電壓紋波；雙電感也更適合于分布式功率耗散的要求。

與全波整流電路相比，倍流整流器的高頻變壓器的副邊繞組僅需一個(gè)單一繞組，不用中心抽頭；與全橋整流電路相比，倍流整流電路使用的二極管數(shù)量少一半。因此，倍流整流電路結(jié)合了全波整流電路和全橋整流電路兩者的優(yōu)點(diǎn)。當(dāng)然，倍流整流電路要多使用一個(gè)輸出濾波電感，結(jié)構(gòu)略顯復(fù)雜。但此電感的工作頻率及輸送電流均為全波整流電路所用電感的一半，因此可做得較小。

2工作原理

倍流整流電路可以被看成是由傳統(tǒng)的全橋整流電路演變而來。如圖2所示，將圖2（a）中全橋整流電路中的兩個(gè)下方二極管用兩個(gè)電感取代，即可獲得圖2（b），經(jīng)過整理后即可得到如圖2（c）所示的倍流整流電路。

實(shí)際上倍流整流電路也可以由全波整流電路通過拓?fù)渥儞Q得來。在圖3（a）中，輸出電感與輸出電容和負(fù)載電阻串聯(lián)，而串聯(lián)連接的兀件可以互換位置，因此將輸出電感換到輸出負(fù)母線，可得圖3（b）；將變壓器的副邊繞組看成電壓源，而把輸出電感看成電流源，可得圖3（c）；由虛線框內(nèi)三端口網(wǎng)絡(luò)的Y/△變換，可得圖3（d）；再將電流源恢復(fù)成輸出電感，將電壓源恢復(fù)成變壓器的副邊繞組，可得圖3（e）所示的倍流整流電路。

倍流整流電路的原理圖如圖4所示，對(duì)中、大功率的通信電源而言，移相全橋電路是較為常見的電路拓?fù)湫问?，在原邊電路處于續(xù)流狀態(tài)時(shí)，變壓器的原邊繞組和副邊繞組都被短路。因此倍流整流電路在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，每個(gè)開關(guān)周期有4種工作模式。為便于分析作如F假設(shè)：高頻變壓器原副邊匝比為n=N1/N2，忽略高頻變壓器原副邊漏感，所有器件均為理想器件?？傻藐P(guān)鍵波形如圖5所示。

模式l［t0～t1］變壓器副邊電壓VT為VS，電壓極性為正，兩個(gè)濾波電感的電流IL1和IL2極性都為正，二極管D1正向偏置導(dǎo)通，而D2反向截止。電感L1的電流IL1經(jīng)二極管D1和輸出電容C0續(xù)流，電感L1上的電壓VL1為一Vo，極性為負(fù)，因此電流IL1線性減小，下降斜率由輸出電壓Vo和電感L1的比值決定。變壓器副邊電壓VT通過二極管D1和輸出電容Co加到電感L2上，因此電感L2上的電壓VL2為VS-Vo，極性為正，電流IL2線性增加，上升斜率由變壓器副邊電壓與輸出電壓的差VS一V0和電感L2的比值決定。變壓器的副邊電流IT等于IL2，電流I01為兩個(gè)濾波電感電流的和IL1+IL2，由于輸出大電容Co的濾波作用，輸出電流I0為I01的直流分量。變壓器的副邊電流IT等于IL2。

模式2［t1～t2］變壓器副邊電壓VT為0，兩個(gè)濾波電感的電流IL1和IL2極性都為正，二極管D1和D2均為正向偏置導(dǎo)通。電感L1的電流IL1經(jīng)二極管D1和輸出電容Co續(xù)流，電感L1上的電壓VL1為一Vo，極性為負(fù)，因此電流IL1線性減小，下降斜率由輸出電壓Vo和電感L1的比值決定。電感L2的電流IL2經(jīng)二極管D2和輸出電容Vo續(xù)流，電感L2上的電壓VL2為一Vo，極性為負(fù)，因此電流IL2線性減小，下降斜率由輸出電壓Vo和電感L2的比值決定。變壓器的副邊電流IT等于O。

模式3［t2～t3］變壓器副邊電壓VT為一VS，電壓極性為負(fù)，兩個(gè)濾波電感的屯流IL1和IL2極性都為正，二極管D1反向截止，而D2正向偏置導(dǎo)通。變壓器剮邊電壓VT通過二極管D2和輸出電容Co加到電感L1上，因此電感L1上的電壓VL1為VS—V0，極性為正，電流IL1線性增加，上升斜率由變壓器副邊電壓與輸出電壓的差VS一V0和電感L1的比值決定。電感L2的電流IL2經(jīng)二極管D2和輸出電容Co續(xù)流，電感L2上的電壓VL2為一Vo，極性為負(fù)，因此電流IL2線性減小，下降斜率由輸出電壓Vo和電感L2的比值決定。變壓器的副邊電流IT等于一IL1。

模式4［t3～t4］與模式2的工作狀態(tài)相同，變壓器副邊電壓VT為O，兩個(gè)濾波電感的電流IL1和IL2極性都為正，二極管D1和D2均為正向偏置導(dǎo)通。電感L1的電流IL1經(jīng)二極管D1和輸出電容Co續(xù)流，電感L1上的電壓VL1為一Vo，極性為負(fù)，因此電流IL1線性減小，下降斜率由輸出電壓Vo和電感L1的比值決定。電感L2的電流IL2經(jīng)二極管D2和輸出電容Co續(xù)流，電感L2上的電壓VL2為一Vo，極性為負(fù)，因此電流IL2線性減小，下降斜率由輸出電壓Vo和電感L2的比值決定。變壓器的副邊電流IT等于0。

由此可見．倍流整流電路的變壓器副邊平均輸送電流僅為輸出負(fù)載電流的一半。當(dāng)一個(gè)電感在高頻變壓器副邊的電壓驅(qū)動(dòng)下通過副邊輸送一半負(fù)載電流時(shí)，另一個(gè)電感也輸送著相對(duì)于輸出負(fù)載電流相同方向的另一半續(xù)流電流．且此續(xù)流電流不通過副邊繞組。濾波電感平均輸送電流僅為輸出負(fù)載電流的一半，輸出負(fù)載電流由兩個(gè)電感同時(shí)分擔(dān)，每個(gè)濾波電感的工作頻率都等于高頻變壓器的工作頻率。

3設(shè)計(jì)要點(diǎn)

3．1輸出電壓增益

由于電感在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)應(yīng)該滿足伏秒平衡條件，即電感電壓丌關(guān)周期平均值為O，故

其中占空比D的取值范嗣為O≤D≤1。顯然，與副邊帶中心抽頭的全波整流器相比，倍流整流器的變壓器具有相同的副邊總匝數(shù)。

3．2輸出紋波電流對(duì)消

每個(gè)輸出電感電流的峰峰值為

在占空比D的取值范圍|0，1|區(qū)間內(nèi)，隨著占空比的增大，紋波電流對(duì)消因子越小。當(dāng)D為0．667時(shí)，輸出電流I01的紋波分量△I01為O．5△IL1；當(dāng)D為1時(shí)，兩個(gè)輸出電感的紋波電流可以實(shí)現(xiàn)完全對(duì)消，輸出電流I01的紋波分量△I01為0。

3.3頻域模型

采用狀態(tài)李問平均法來推導(dǎo)倍流整流電路的數(shù)學(xué)模型，假設(shè)兩個(gè)輸出電感電流連續(xù)且極性都為正。考慮到動(dòng)態(tài)中占空比是變動(dòng)的，特用小寫d來表示。

（1）在0≤t≤dTs期間

在倍流整流電路中，兩個(gè)輸出差模電感的值通常設(shè)計(jì)成相等，即L1=L2，因此上述方程組可以簡(jiǎn)化為

可以得到從占空比d到電感電流IL1的傳遞函數(shù)為

與全波整流電路相比，倍流整流電路的被控對(duì)象數(shù)學(xué)模型的零點(diǎn)相同而極點(diǎn)小同。如果引入等效輸出電感Leg，看成是兩個(gè)輸出電感的并聯(lián)，并且令

此時(shí)倍流整流電路被控對(duì)象數(shù)學(xué)模型的零點(diǎn)和極點(diǎn)都與全波整流電路相同。

根據(jù)七述頻域數(shù)學(xué)模型，借助Matlah軟件，可以比較容易地利用波特圖等傳統(tǒng)方法對(duì)控制器進(jìn)行設(shè)計(jì)。

4結(jié)語

本文對(duì)通信電源中使用的倍流整流電路的工作原理進(jìn)行了詳細(xì)描述，指出了倍流整流電路與全波整流電路和全橋整流電路之間的區(qū)別和聯(lián)系，對(duì)倍流整流電路的輸出電壓增益和輸出紋波電流對(duì)消給出了定量描述，應(yīng)用狀態(tài)空間平均法對(duì)倍流整流電路的被控對(duì)象數(shù)學(xué)模型進(jìn)行了推導(dǎo)，為控制器的設(shè)計(jì)提供了理論基礎(chǔ)。