為了習慣車載用電設備的需求，選用推挽逆變-高頻變壓-全橋整流計劃規(guī)劃了24VDC輸入-220VDC輸出、額外逆變輸出功率600W的DC-DC變換器，并選用AP法給出了高頻推挽變壓器的規(guī)劃進程。在詳細剖析推挽逆變作業(yè)原理的基礎上，給出了實踐規(guī)劃中的注意事項。試驗成果表明該計劃是一種抱負的車載DC-DC變換器規(guī)劃計劃。

跟著現(xiàn)代轎車用電設備品種的增多，功率等級的添加，所需求電源的型式不斷添加，包含溝通電源和直流電源。這些電源均需求選用開關(guān)變換器將蓄電池供給的+12VDC或+24VDC的直流電壓經(jīng)過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC，后級再經(jīng)過DC-AC變換器轉(zhuǎn)換為工頻溝通電源或變頻調(diào)壓電源。關(guān)于前級DC-DC變換器，又包含高頻DC-AC逆變有些、高頻變壓器和AC-DC整流有些，不一樣的組合習慣不一樣的輸出功率等級，變換功能也有所不一樣。推挽逆變電路以其構(gòu)造簡略、變壓器磁芯利用率高級長處得到了廣泛應用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合;一起全橋整流電路也具有電壓利用率高、支撐輸出功率較高級特點，因而這篇文章選用推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流計劃，規(guī)劃了24VDC輸入-220VDC 輸出、額外輸出功率600W的DC-DC變換器，并選用AP法規(guī)劃相應的推挽變壓器。

推挽逆變的作業(yè)原理

圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的根本電路拓撲。經(jīng)過操控兩個開關(guān)管S1和S2以一樣的開關(guān)頻率替換導通，且每個開關(guān)管的占空比d均小于50%，留出必定死區(qū)時刻以防止S1和S2一起導通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)闇贤ǜ哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并經(jīng)過變壓器耦合，在副邊得到溝通高頻高電壓，再經(jīng)過由反向疾速康復二極管FRD構(gòu)成的全橋整流、濾波后得到所希望的直流高電壓。由于開關(guān)管可接受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI，而電流則是額外電流，所以， 推挽電路通常用在輸入電壓較低的中小功率場合。

圖1

當S1注冊時，其漏源電壓 uDS1僅僅一個開關(guān)管的導通壓降，在抱負情況下可假定 uDS1=0，而此刻由于在繞組中會發(fā)生一個感應電壓，而且依據(jù)變壓器初級繞組的同名端聯(lián)系，該感應電壓也會疊加到關(guān)斷的S2上，然后使S2在關(guān)斷時接受的電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2UI.在實踐中，變壓器的漏感會發(fā)生很大的尖峰電壓加在S2 兩頭，然后引起大的關(guān)斷損耗，變換器的功率因受變壓器漏感的約束，不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱為吸收電路，用來按捺尖峰電壓的發(fā)生。而且為了給能量回饋供給反應回路，在S1和S2 兩頭都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD。

開關(guān)變壓器的規(guī)劃

選用面積乘積(AP)法進行規(guī)劃。關(guān)于推挽逆變作業(yè)開關(guān)電源，原邊供電電壓UI=24V，副邊為全橋整流電路，希望輸出電壓UO=220V，輸出電流IO=3A，開關(guān)頻率fs=25kHz，初定變壓器功率η=0.9，作業(yè)磁通密度Bw=0.3T。

(1)核算總視在功率PT。設反向疾速康復二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

推挽逆變的問題剖析

1、能量回饋

主電路導通時期，原邊電流隨時刻而添加，導通時刻由驅(qū)動電路決議。

圖2(a)為S1導通、S2關(guān)斷時的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過S1流入電源UI負極，即地，此刻FWD1不導通；當S1關(guān)斷時，S2未導通之前，由于原邊能量的貯存和漏電感的因素，S1的端電壓將添加，并經(jīng)過變壓器耦合使得S2的端電壓降低，此刻與S2并聯(lián)的能量康復二極管 FWD2還未導通，電路中并沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上發(fā)生上正下負的感生電壓。如圖2(b);FWD2導通，把反激能量反應到電源中去，如圖 2(c)，箭頭指向為能量回饋的方向。

2、各點波形剖析

當某一PWN信號的降低沿來暫時，其操控的開關(guān)元件關(guān)斷，由于原邊能量的貯存和漏電感的因素，漏極發(fā)生沖擊電壓，大于2UI，由于參加了RC緩沖電路，使其最終安穩(wěn)在2UI鄰近。


當S1的PWN 信號降低沿降臨，S1關(guān)斷，漏極發(fā)生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反應能量二極管FWD2導通，形成能量回饋回路，此刻S2漏極發(fā)生較高的沖擊電流，見圖4。


試驗與剖析

1、原理規(guī)劃

圖5為簡化后的主電路。輸入24V 直流電壓，經(jīng)過大電容濾波后，接到推挽變壓器原邊的中心抽頭。變壓器原邊另外兩個抽頭別離接兩個全控型開關(guān)器材IGBT，并在此之間參加RC吸收電路，構(gòu)成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經(jīng)全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。并經(jīng)過火壓支路得到反應電壓信號UOUT。

圖5

以CA3524芯片為中心，構(gòu)成操控電路。經(jīng)過調(diào)理6、7管腳間的電阻和電容值來調(diào)理全控型開關(guān)器材的開關(guān)頻率。12、13 管腳輸出PWM脈沖信號，并經(jīng)過驅(qū)動電路，別離替換操控兩個全控型開關(guān)器材。電壓反應信號輸入芯片的1管腳，經(jīng)過調(diào)理電位器P2給2管腳輸入電壓反應信號的參閱電壓，并與9管腳COM端連同CA3524內(nèi)部運放一起構(gòu)成PI調(diào)理器，調(diào)理PWM脈沖占空比，以到達安穩(wěn)輸出電壓220V的目的。

2、成果與剖析

試驗成果外表，輸出電壓安穩(wěn)在220V，紋波電壓較小。最大輸出功率能到達近600W，體系功率根本安穩(wěn)在80%，到達預期作用。其間，由于IGBT功率損耗較大致使體系功率偏低，考慮如果選用損耗較小的MOSFET，體系功率會最少上升10%~15%。

注意事項：

(1) 變壓器初級繞組在正、反兩個方向鼓勵時，由于相應的伏秒積不相等，會使磁芯的作業(yè)磁化曲線違背原點，這一偏磁景象與開關(guān)管的挑選有關(guān)，因素是開關(guān)管反向康復時刻的不一樣》 可致使伏秒積的不一樣。

(2)試驗中，跟著輸入電壓的微幅增高，體系損耗隨之增大，主要因素是變壓器磁芯發(fā)生較大的渦流損耗，體系功率有所降低。減小渦流損耗的措施主要有：減小感應電勢，如選用鐵粉芯資料;添加鐵心的電阻率，如選用鐵氧體資料;加長渦流所經(jīng)的途徑，如選用硅鋼片或非晶帶。

定論

推挽電路格外適用于低壓大電流輸入的中小功率場合，并利用AP法規(guī)劃了一種高頻推挽變壓器。試驗成果表明推挽逆變-高頻變壓-全橋整流的計劃到達了預期的作用，使輸出電壓安穩(wěn)在220V并具有必定的輸出硬度，功率到達80%，為現(xiàn)代轎車電源的開展供給了必定的開展空間。

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