典型的 OBC 架構具有一個雙向前端 AC-DC 級，后跟一個為高壓電池充電的隔離式雙向 DC-DC 轉(zhuǎn)換器。設計人員必須滿足整個電網(wǎng)和電池電壓范圍的性能、效率和功率密度目標。對于交流-直流級，圖騰柱 PFC 是解決方案。充電算法在 DC-DC 階段實現(xiàn)。 DC-DC 以高頻進行開關，即使使用寬帶隙器件，也需要雙向軟開關的拓撲。

相移全橋是一種合適的拓撲，但存在零電壓開關 (ZVS) 范圍有限、ZVS 占空比丟失、次級器件緩沖器等問題。雙有源橋也可與 ZVS 一起工作，但具有性能用于固定輸出。對于高功率，諧振轉(zhuǎn)換器是，因為它們即使在高頻下也能在所有設備中提供軟開關且具有低 EMI。其他附加優(yōu)點包括元件數(shù)量少、利用變壓器漏感進行諧振以及無需緩沖器/鉗位電路?；?MOSFET 的整流器使轉(zhuǎn)換器具有雙向功能。本文介紹了 LLC 和 LLC 派生轉(zhuǎn)換器的 OBC 設計挑戰(zhàn)。

OBC 的 CLLLC 面臨的挑戰(zhàn)

具有固定 [1] 和可變直流母線電壓 [3]、[4] 的 CLLLC 已被證明是一種有吸引力的雙向 DC-DC 拓撲。但這些拓撲在 OBC 中使用時會帶來一些挑戰(zhàn)，本節(jié)將對此進行介紹。

輸出調(diào)節(jié)和損耗 – 固定直流鏈路

對于 OBC，通過改變開關頻率來支持寬輸出范圍。不同開關頻率下的諧振回路電流如圖 2.1 所示。對于所有情況，初級器件的 ZVS 導通都是可以實現(xiàn)的，但關斷卻很困難。

不同開關頻率的諧振回路電流

圖 2.1：不同開關頻率下的諧振回路電流

開關頻率增加到諧振以上，以支持低電池電壓下的充電。諧振周期被下一個半周期打斷，初級 MOSFET 會關閉并產(chǎn)生更高的電流和損耗。由于提供了輸出電流，整流器中的傳導損耗與標稱輸出保持相同。整流器二極管是硬換向的，這會增加 EMI。

通過切換到諧振以下來獲得升壓作用。諧振周期完成，儲能電流等于磁化電流，直到周期結(jié)束。磁化電流和關斷損耗較高，但在一定程度上可以通過較低的頻率進行補償。即使在輕負載下，電橋中的循環(huán)磁化電流也會導致高傳導損耗。整流電流不連續(xù)，要求輸出濾波電容值較高。 [1] 6.6kW、[2] 3.5kW 和[3] 6.6kW 充電模式的實驗結(jié)果顯示了不同輸出電壓下的效率趨勢。發(fā)生諧振操作時的輸出效率處于峰值。放電模式的行為也保持相同。對于較低電壓，所有 3 種情況的效率都很低。即使對于 [1] 中的 SiC 和 [3] 中的 GaN 設計，電池電壓和標稱電池電壓下的效率差異也大于 1%。

組件尺寸 - 可變直流鏈路

[3] 和 [4] 中的可變直流鏈路方法對于維持諧振周圍的電路運行非常有吸引力。在整個電池電壓范圍內(nèi)，效率接近 98%。 [3] 中直流母線電壓從 520V 變化到 840V，以保持 DC-DC 級諧振。

可變直流鏈路對 PFC 級的影響

PFC 級設計用于 840V 輸出，即使在 LF 腿中，SiC 也是合適的器件。 840V 下的高 dV/dt 在布局和元件選擇時需要特別注意。共模電流可以通過隔離電容進入控制電路。必須使用具有非常高 CMTI 的隔離柵極驅(qū)動器和隔離放大器，這會增加成本。 EMI 水平也會上升，輸入端需要重型濾波器。

升壓 PFC 電感取決于輸出電壓

如果需要限制 ΔL-max，則 840V 輸出的電感值會更高。為了保持較低的損耗，必須通過增加磁芯尺寸來減少磁芯中的磁通擺幅。還優(yōu)選的是在起始繞組和末端繞組之間沒有重疊的單層繞組。所有這些因素都會增加電感器的成本和尺寸。

PFC 輸出電容器組受支持的電壓的嚴重影響。市售的咬接式電解電容器在 450V 時具有高電容和紋波電流，適用于 400V 輸出應用。在[5]中，4個直徑為35mm的680uF 450V電容器并聯(lián)，用于400V輸出的6.6kW PFC。在[6]中，電容器組由20個電容器的串并聯(lián)組合而成，每個電容器的額定值為220uF 400V，比固定直流輸出類型多消耗32%的PCB面積。進一步串聯(lián)需要電壓平衡網(wǎng)絡。電容器的額外尺寸可補償整個電池范圍內(nèi)通過諧振和軟開關現(xiàn)象在 DC-DC 級中實現(xiàn)的功率密度增益。

快速開關 SiC 電橋需要一個非常小的功率環(huán)路，該功率環(huán)路通過緊密放置的 MLCC 去耦電容器實現(xiàn)，這些電容器可與 X7R 電介質(zhì)一起使用。電容對偏置電壓有很大的依賴性。對于 1kV 100nF 部件，在 400V 以上運行時電容降至 30nF 以下。這需要并聯(lián)電容器并增加成本和 PCB 面積。

輸出軟啟動和短路保護

輸出軟啟動對于限制負載和未充電濾波電容器消耗的啟動電流至關重要。對于軟啟動，一些模擬控制器以諧振頻率的倍數(shù)的初始頻率開始運行，從而將初始輸出電壓保持在較低水平。在[8]中，提出了一種的啟動軌跡控制，確保啟動期間的電流應力在設備可承受的水平之內(nèi)。然而，較高頻率啟動時的熱應力仍然是一個令人擔憂的問題。

簡單的過流或短路保護方法是在過流檢測時增加開關頻率和感抗。這樣做會增加開關損耗，并且冷卻系統(tǒng)可能不足以防止熱故障。另一種方法是對初級器件使用 PWM 或占空比控制，這會中斷諧振周期和電流。這種方法會導致器件失去 ZVS，并且很容易因熱應力而發(fā)生故障。在[8]中，啟動的軌跡控制方法進一步擴展到短路檢測，并采用打嗝模式來減少熱應力。然而，短路檢測基于負載電流感測，并且延遲可能會導致短時間內(nèi)器件電流應力較高。 [7] 中提出了一種過流鉗位方法，該方法在短路情況下也能很好地工作。該方法提供了類似于非隔離 DC-DC 轉(zhuǎn)換器中的逐脈沖電流限制的電流限制。 CLLLC 轉(zhuǎn)換器的派生保護電路如圖 2.2 所示。

具有過流保護的 CLLLC 轉(zhuǎn)換器

圖 2.2：具有過流保護的 CLLLC 轉(zhuǎn)換器

POS 和 NEG 端子連接到穩(wěn)定的穩(wěn)壓電源，是直流鏈路。額外的鉗位變壓器和二極管在正常工作期間不起作用。在過流的情況下，電容器Crp電壓上升，當它穿過POS和NEG之間的反射電壓時，電容器電壓被鉗位，從而鉗位初級電流。鉗位變壓器漏感和直流電阻會導致計算電流鉗位水平與實際電流鉗位水平之間的差異。對于變頻運行，變壓器應設計為頻率。寬頻率操作使得固定鉗位電流點變得非常困難?？勺冎绷麈溌贩椒ǖ念l率變化較小，但沒有用于鉗位的調(diào)節(jié)電壓。此外，由于柵極信號不平衡或器件開啟時間變化，Crp 上的小直流電壓含量可能導致保護電路發(fā)生故障。過流限制仍然是一個設計挑戰(zhàn)。

輸出紋波及可控范圍

在 OBC 中，電池電壓和電流紋波含量，尤其是雙線頻率，有指定的限制。開關頻率在工作點附近進行少量變化或調(diào)制，以限度地減少線路頻率紋波。當采用數(shù)字控制時，頻率增量/減量有限制。在較高頻率下，調(diào)制分辨率可能不足以減少紋波。工作頻率應較低，以使紋波消除有效。但較低的頻率對轉(zhuǎn)換器尺寸有嚴重影響。另一種選擇是在輸出處添加 LC 濾波器，但濾波器的尺寸會很大，因為預期的截止頻率與電網(wǎng)頻率相關。

結(jié)論

具有現(xiàn)代寬帶隙器件的諧振轉(zhuǎn)換器可以幫助設計人員實現(xiàn)高頻下的高效設計。文獻中描述了基于具有固定和可變直流母線電壓的 LLC 轉(zhuǎn)換器的流行諧振轉(zhuǎn)換器配置。本文簡要介紹了這些轉(zhuǎn)換器配置對系統(tǒng)級的影響?；诠潭ㄖ绷骶€路和可變直流鏈路的設計在整個系統(tǒng)上都有各自的缺點。