這種 F 類配置通過在其晶體管的電壓波形中添加三次諧波分量來提高輸出功率和效率。但是，我們花在如何生成這個(gè)三次諧波分量上的時(shí)間相對(duì)較少。

在本文中，我們將更詳細(xì)地研究該放大器的原理圖。然后，我們將推導(dǎo)出具有平坦波形的三次諧波峰值放大器的設(shè)計(jì)方程。在這種情況下，“平坦”意味著集電極電壓的導(dǎo)數(shù)在其峰值和谷值處為零。針對(duì)平坦波形進(jìn)行設(shè)計(jì)簡化了所涉及的數(shù)學(xué)分析，同時(shí)仍然提供了我們?cè)趯?shí)際 F 類放大器中觀察到的波形的良好近似值。

 

圖 1 顯示了三次諧波尖峰 F 類放大器的電路原理圖。

三次諧波峰值 F 類放大器的電路原理圖。

圖 1.三次諧波峰值 F 類放大器的電路原理圖。

在上述電路中，輸入偏置是晶體管的導(dǎo)通電壓。因此，集電極電流是半波整流正弦波，就像 B 類放大器一樣。與 B 類放大器不同，晶體管作為開關(guān)工作。該電路本身實(shí)際上與 B 類電路非常相似，只是增加了一個(gè)諧振電路 （L3和 C3） 調(diào)諧到三次諧波。

L 的并聯(lián)組合3和 C3近似于三次諧波處的開路，但在遠(yuǎn)離三次諧波的頻率上充當(dāng)短路。同樣，基諧諧振器（由 L0和 C0） 在基頻處充當(dāng)開路，并在其他諧波頻率處將 output node 短接至地。我們可以將負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的行為總結(jié)如下：

在基頻下， L3和 C3連接起短路和 L0和 C0連接近似于開路。負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的阻抗為RL到晶體管。

在三次泛音處，L3和 C3連接充當(dāng)開路。因此，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)向晶體管提供開路。

在其他諧波頻率（4 次、5 次等）下，兩個(gè)諧振電路都起短路的作用。負(fù)載網(wǎng)絡(luò)對(duì)晶體管的阻抗實(shí)際上是短路。

由于 L0-C0tank 電路與RL并且除基頻分量外的所有組件短路，則輸出電壓是基頻處的正弦波形。L 上出現(xiàn)三次諧波電壓3-C3諧振器，因?yàn)樗鼘?duì)輸出電流具有高阻抗。

請(qǐng)注意，集電極電壓是負(fù)載電壓與 L 兩端電壓之和3-C3tank 電路。這樣，L3-C3Resonator 在集電極電壓上增加了一個(gè)三次諧波分量。

平坦的 F 類波形

正如我們?cè)谏弦黄恼轮袑W(xué)到的，三次諧波尖化 F 類放大器的集電極電壓波形可以表示為：

$$\begin{eqnarray}v_{F} ~&=&~ V_{cc} ~-~A_1 \sin（\omega t）~-~A_3 \sin（3 \omega t） \\~&=&~V_{cc} ~-~A_1 \Big （\sin（\omega t）~+x~ ~\times~ \sin（3 \omega t） \Big ）\end{eqnarray}$$

方程 1.

哪里：

一個(gè)1= 基波電壓分量的幅度

一個(gè)3= 三次諧波分量的振幅

x = 一個(gè)3/一個(gè)1.

圖 2 也摘自上一篇文章，說明了如何vF如果我們合并不同級(jí)別的 Third-Harmonic 分量，則會(huì)發(fā)生變化。

具有不同 A3/A1 值的 F 類集電極電壓波形。

圖 2.A 的 F 類集電極電壓 1 = V抄送 = 1 V，x 值 從 0 到 0.25 不等。

當(dāng)我們將 x 從 0 增加到大約 0.1 時(shí)，總電壓在其波峰和波谷附近變得更平坦。但是，當(dāng) x 超過 0.1 時(shí)，波形中會(huì)出現(xiàn)一些波紋。在本文中，我們將通過設(shè)計(jì)盡可能平坦的波形來簡化操作。

雖然我們將繞過詳細(xì)的推導(dǎo)過程，但設(shè)計(jì)過程的步是確定集電極電壓波形的和限制 （vF來自公式 1）。我們通過差異化來實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)vF從等式 1 中將結(jié)果設(shè)為零。

接下來，我們計(jì)算vF并在限制處將其設(shè)置為零。這將在 A1和 A3.終結(jié)果是，對(duì)于平坦的波形，我們應(yīng)該有：

$$A_3 ~=~ \frac{1}{9} A_1$$

方程 2.

通過組合公式 1 和 2，我們得到平坦的集電極電壓：

$$v_{F} ~=~ V_{cc} ~-~A_1 \big （ \sin（\omega t）~+~ \frac{1}{9} \sin（3 \omega t） \big ）$$

方程 3.

圖 3 中的綠色曲線vF對(duì)于 A1 = V抄送= 1 V 和 A3= 0.11，對(duì)應(yīng)于 x = 1/9。包括正弦紅色曲線 （x = 0），以便我們可以更清楚地看到波形的平坦化。

F 類集電極電壓，A1 = Vcc = 1 V 和 x = 1/9。

圖 3.A 的 F 類集電極電壓 1 = V抄送 = 1 V 且 x = 1/9。

在上圖中，很明顯，可用的擺動(dòng) （0 到 2V抄送，在本例中為 0 至 2 V）未得到充分利用。我們可以增加基波元件的輸入功率，以充分利用電位擺動(dòng)。為此，我們注意到vF出現(xiàn)在 ?t = π/2 處。將值等于 0 V，我們得到：

$$V_{cc}~-~A_1（1~-~\frac{1}{9}）~=~0 \quad \rightarrow \quad A_1~=~\frac{9}{8}V_{cc}$$

方程 4.

插入 A 的這個(gè)值1到公式 3 中，我們得到了全電壓擺幅的平坦電壓波形：

$$v_{F} ~=~ V_{cc}~-~ \frac{9}{8} \sin（\omega t） ~-~\frac{1}{8} \sin（3 \omega t）$$

方程 5.

計(jì)算 F 類放大器的效率

正如上一篇文章不止地指出的那樣，甚至在結(jié)束語中，F(xiàn) 類放大器代表了比 B 類放大器的效率更高的提高。讓我們?cè)诒竟?jié)中對(duì)此進(jìn)行測(cè)試。

與往常一樣，放大器的理論效率等于平均負(fù)載功率除以從電源汲取的功率 （\（\eta~=~\frac{P_L}{P_{cc}}\））。使用基波電壓分量的幅度（公式 4），我們可以計(jì)算PL如下：

$$P_L~=~ \frac{v_{o， rms}^2}{R_L}~=~ \frac{1}{2}\frac{ A_1^2}{R_L} \quad \rightarrow \quad P_L ~=~ \frac{81}{128} ~\times~ \frac{V_{cc}^2}{R_L}$$

方程 6.

這比 B 類操作高出約 27%。

我們通過找到集電極電流的平均值并將其乘以電源電壓 （V抄送).導(dǎo)通角為 180 度（π 弧度），我們可以假設(shè)集電極電流是振幅的半波整流正弦波我p和周期 T（圖 4）。

集電極電流是半波整流正弦波。

圖 4.集電極電流是半波整流正弦波。

請(qǐng)注意，雖然 F 類放大器的導(dǎo)通角在大多數(shù)應(yīng)用中通常設(shè)置為 180 度，但它可以是小于 180 度的任何值。

使用傅里葉級(jí)數(shù)表示，我們用集電極電流的組成頻率分量來表示集電極電流：

$$i_{collector}（t）~=~ \frac{I_p}{\pi} ~+~ \frac{I_p}{2}\sin（\omega_0 t） ~-~ \frac{2I_p}{3\pi} \cos（2 \omega_0t）~-~ \frac{2I_p}{15\pi} \cos（4 \omega_0t） ~+~ ...$$

方程 7.

從公式 7 中可以看出，圖 4 中半波整流信號(hào)的平均值為我p/π.因此，電源提供的功率為：

$$P_{cc}~=~\frac{I_p V_{cc}}{\pi}$$

方程 8.

公式 6 和 8 分別給出了放大器的負(fù)載功率和電源功率。然而，在我們使用公式 8 計(jì)算放大器的效率之前，我們需要在我p和V抄送.

基波分量的振幅為我p/2.該電流流入負(fù)載 （RL） 并產(chǎn)生 A 的基波電壓幅度1= （9/8）V抄送.因此，我們獲得：

$$\frac{I_p}{2} ~\times~ R_L ~=~\frac{9}{8} V_{cc} \quad \rightarrow \quad I_p ~=~ \frac{9}{4}\frac{V_{cc}}{R_L}$$

方程 9.

結(jié)合方程 8 和 9，我們找到一個(gè)新的關(guān)系P抄送:

$$P_{cc}~=~\frac{I_p V_{cc}}{\pi}~=~\frac{9}{4 \pi} ~\times~ \frac{V_{cc}^2}{ R_L}$$

方程 10.

，使用公式 6 和 10，我們可以計(jì)算 F 類放大器的效率：

$$\eta ~=~ \frac{P_L}{P_{cc}} ~=~ \frac{\frac{81}{128} ~\times~ \frac{V_{cc}^2}{R_L}}{\frac{9}{4 \pi} ~\times~ \frac{V_{cc}^2}{ R_L}}~=~\frac{9 \pi}{32}~=~88.4 \ \%$$

方程 11.

相比之下，B 類放大器的效率為：

$$\eta_{max} ~=~ \frac{\pi}{4}~=~78.5 \， \%$$

方程 12.

三次諧波峰值 F 類放大器將效率提高了 \（\frac{9}{8}\） 或 1.125。

示例：設(shè)計(jì)三次諧波峰值 F 類放大器

讓我們用一個(gè)設(shè)計(jì)示例來結(jié)束本文。對(duì)于向 50 Ω 負(fù)載提供 50 W W 的三次諧波峰值 F 類放大器，確定以下內(nèi)容：

所需的電源電壓 （V抄送).

電流 （我p） 和電壓 （2V抄送） 的 Transistor 必須容忍的 Transistor 必須承受的 Lam S 的 S S T

基頻諧振器的元件值 （L0和 C0在圖 1 中）。

假設(shè)載波頻率 （fc） 為 500 MHz，所需帶寬 （BW） 為 75 MHz。

公式 6 顯示了具有三次諧波峰化的 F 類級(jí)向負(fù)載提供的功率。代PL= 50 W 和RL= 50 Ω，我們得到：

$$50 ~=~ \frac{81}{128} ~\times~ \frac{V_{cc}^2}{50} ~~\rightarrow~~ V_{cc}~=~ 62.85 \ \text{V}$$

方程 13.

所需的電源電壓為 62.85 V。這使得晶體管兩端的電壓為 125.7 V，因?yàn)樗扔?2V抄送.根據(jù)公式 9，流經(jīng)晶體管的電流為：

$$I_p ~=~ \frac{9}{4}\frac{V_{cc}}{R_L} ~=~ \frac{9}{4} ~\times~ \frac{62.85}{50}~=~2.83 \ \text{A}$$

方程 14.

現(xiàn)在剩下的就是找到所需的電感 （L0） 和電容 （C0） 的 Tim S為此，我們首先需要找到負(fù)載 Q 因子。使用給定的載波頻率 （fc= 500 MHz） 和帶寬 （BW = 75 MHz） 值，我們可以按如下方式計(jì)算 Q 因子：

$$Q_L ~=~ \frac{f_c}{BW}~=~\frac{500}{75}~=~6.67$$

方程 15.

對(duì)于并聯(lián)調(diào)諧的 RLC 電路，Q 因子與元件值的關(guān)系如下：

$$Q_L ~=~ \frac{R_L}{L \omega_c}~=~{R_L C \omega_c}$$

方程 16.

因?yàn)镼L= 6.67 和RL= 50 Ω，則 L 的值0鍛煉可以：

$$L_0 ~=~ \frac{R_L}{\omega_c Q_L}~=~\frac{50}{2 \pi ~\times~ 500 ~\times~ 10^6 ~\times~ 6.67}~=~2.4 \ \text{nH}$$

方程 17.

，所需的電容為：

$$C_0 ~=~ \frac{Q_L}{\omega_c R_L}~=~\frac{6.67}{2 \pi ~\times~ 500 ~\times~ 10^6 ~\times~ 50}~=~42.46 \ \text{pF}$$

方程 18.

結(jié)語

B 級(jí)的效率為 78.5%。相比之下，具有平坦波形的三次諧波峰值放大器的效率為 88.4%。我們將在下一篇文章中討論一種更高效、更不平坦的三次諧波峰值放大器。