目前正在開發(fā)的電動(dòng)汽車 (EV) 直流快速充電器必須滿足比當(dāng)今安裝的充電器底座更嚴(yán)格的規(guī)格。這源于兩個(gè)市場(chǎng)壓力：首先，為電動(dòng)汽車中嵌入的更高容量電池提供更快的充電；其次，實(shí)現(xiàn)雙向功率流，支持新的車輛到電網(wǎng)（V2G）和車輛-到建筑（V2B）應(yīng)用——隨著風(fēng)能和太陽能等波動(dòng)能源產(chǎn)生更多能源，該技術(shù)將有助于平衡電網(wǎng)。
　　充電器制造商可以通過將直流快速充電器作為模塊化構(gòu)建塊來實(shí)現(xiàn)其設(shè)計(jì)的靈活性：多個(gè)模塊可以并聯(lián)連接，將功率輸出擴(kuò)大到高達(dá) 300 kW。這意味著當(dāng)多個(gè)模塊堆迭在充電器外殼中時(shí)，模塊的功率密度成為關(guān)鍵問題，熱管理也是如此。
　　為了應(yīng)對(duì)這些挑戰(zhàn)，電動(dòng)汽車充電器制造商已轉(zhuǎn)向碳化硅 (SiC) 電源開關(guān)，它的開關(guān)速度比同等的硅 MOSFET 或 IGBT 更快，而且開關(guān)損耗低得多。這使得磁性元件更小，從而提高系統(tǒng)功率密度。SiC 技術(shù)還解決了高密度電源設(shè)計(jì)的熱問題，因?yàn)樗裙杵骷哂懈叩男屎透叩墓ぷ鳒囟?，從而可以使用更小的散熱器，同時(shí)減少系統(tǒng)組件的熱應(yīng)力。
　　少數(shù)半導(dǎo)體制造商擁有向充電器制造商批量供應(yīng) SiC 器件的技術(shù)能力和制造能力。的公司包括英飛凌、安森美和意法半導(dǎo)體。許多電動(dòng)汽車充電器設(shè)計(jì)人員將尋求這些公司提供參考設(shè)計(jì)板來評(píng)估各種 SiC 電源開關(guān)的性能并評(píng)估其對(duì)其應(yīng)用的適用性。
　　這些參考設(shè)計(jì)在 PFC 和 DC/DC 轉(zhuǎn)換器級(jí)提供了一些適合雙向直流快速充電器拓?fù)涞膶?shí)現(xiàn)。了解這些拓?fù)浼捌鋬?yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)將有助于設(shè)計(jì)人員找出適合其應(yīng)用要求的拓?fù)?。讓我們首先看看電?dòng)汽車充電器的有源前端 PFC 級(jí)的拓?fù)溥x擇。
　　直流充電器模塊的有源前端 PFC 級(jí)
　　AC/DC 級(jí)將（通常）380 V-415 V AC 范圍內(nèi)的三相輸入轉(zhuǎn)換為約 800 V 的穩(wěn)定直流母線電壓。本文中討論的所有拓?fù)渚m用于雙向系統(tǒng)，因此轉(zhuǎn)換也會(huì)以另一種方式進(jìn)行，即從直流到交流。
　　SiC 器件特別適合基于半橋配置的雙向轉(zhuǎn)換器。通常，雙向系統(tǒng)執(zhí)行重復(fù)的硬換向。在這種情況下，硅功率開關(guān)在器件體二極管處的反向恢復(fù)時(shí)間較長(zhǎng)，將導(dǎo)致功耗高、效率低、熱應(yīng)力較高以及系統(tǒng)可靠性較低。因此，雙向轉(zhuǎn)換器需要較短甚至為零的反向恢復(fù)時(shí)間，這是SiC MOSFET的一個(gè)特性。
　　兩級(jí) PFC 拓?fù)?br /> 　　兩電平PFC拓?fù)涞牧_關(guān)升壓型整流器電路非常簡(jiǎn)單，易于控制（見圖2）。它有利于雙向功率流，并且可以以合理的效率實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)。與三級(jí)拓?fù)湎啾?，它可以減少元件數(shù)量并簡(jiǎn)化 PCB 布局。
　　另一方面，它需要具有高額定電壓的開關(guān)來阻斷整個(gè)直流母線電壓。例如，800 V 直流應(yīng)用需要具有 1,200 V 阻斷能力的 SiC MOSFET。
　　這種拓?fù)涞牧硪粋€(gè)缺點(diǎn)是濾波電感器體積龐大，需要它來限度地減少輸入電流的總諧波失真 (THD)。三電平拓?fù)洳恍枰绱舜蟮碾姼校⑶铱梢詫?shí)現(xiàn)更低的功率密度。
　　另一個(gè)需要考慮的因素是高峰值電壓應(yīng)力，它會(huì)影響半導(dǎo)體和其他無源器件的使用壽命。
　　，該轉(zhuǎn)換器的 EMI 性能遠(yuǎn)低于下文所述的多級(jí) PFC 拓?fù)洹?br /> 　　三級(jí) NPC/ANPC PFC 拓?fù)?br /> 　　在三電平NPC/ANPC拓?fù)渲校總€(gè)開關(guān)只需要阻斷一半的總線電壓，因此可以使用額定電壓較低的MOSFET，器件上的電壓應(yīng)力要低得多（見圖3）。這意味著該拓?fù)淇梢暂p松地跨多個(gè)平臺(tái)進(jìn)行擴(kuò)展，以使用 SiC、GaN 和硅功率開關(guān)實(shí)現(xiàn)，以滿足具有不同功率、成本和效率要求的應(yīng)用的需求。
　　在 800 V 應(yīng)用中，可以使用額定值 600 V 的 MOSFET。600 V MOSFET 不僅提供比 1,200V MOSFET 更低的開關(guān)損耗，還可以支持更快的開關(guān)頻率。
　　在 NPC 拓?fù)渲?，輸出電流紋波較低，輸出電壓瞬態(tài)降低 50%。這降低了對(duì)濾波和隔離的要求，并允許使用更小的濾波電感器。該設(shè)計(jì)可以實(shí)現(xiàn)更高的功率密度，同時(shí)調(diào)節(jié)電流波形中的 THD 所需的電感更小。這種多電平轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞妮敵鲭妷阂彩艿椒浅５偷母蓴_，從而限度地減少了器件上的 dv/dt 應(yīng)力并提高了 EMI 性能。
　　雖然 NPC 拓?fù)湓陂_關(guān)頻率高于 50 kHz 時(shí)比兩級(jí) PFC 提供更低的開關(guān)損耗和更高的效率，但它確實(shí)需要更多的開關(guān)，并且每個(gè)開關(guān)都需要自己的柵極驅(qū)動(dòng)電路。這意味著控制更加復(fù)雜，物料清單 (BoM) 成本更高。
　　三電平 T 型 NPC PFC 拓?fù)?br /> 　　在三電平 T 型 NPC PFC 轉(zhuǎn)換器中，傳統(tǒng)的兩電平電壓源轉(zhuǎn)換器 (VSC) 拓?fù)渫ㄟ^有源雙向開關(guān)擴(kuò)展到直流鏈路中點(diǎn)（見圖 5）。對(duì)于 800 V 直流母線電壓，1,200 V IGBT/二極管通常在每相的高側(cè)和低側(cè)運(yùn)行，因?yàn)楸仨氉钄嗳妷?。但在T型配置中，到直流母線中點(diǎn)的雙向開關(guān)只需要阻斷一半的電壓。這意味著它可以使用較低電壓的器件來實(shí)現(xiàn)，例如兩個(gè)包含反并聯(lián)二極管的 600 V IGBT。
　　由于阻斷電壓降低，中間開關(guān)產(chǎn)生非常低的開關(guān)損耗和可接受的傳導(dǎo)損耗。與三電平 NPC 拓?fù)洳煌琓 型 NPC 拓?fù)洳淮?lián)必須阻斷整個(gè)直流母線電壓的設(shè)備。
　　在 NPC 拓?fù)渲?，通常?huì)避免直接從正 DC 鏈路電壓到負(fù) DC 鏈路電壓（反之亦然）的開關(guān)轉(zhuǎn)換，因?yàn)楫?dāng)兩個(gè)串聯(lián)連接的 FET 同時(shí)關(guān)閉時(shí)，它們可能會(huì)導(dǎo)致電壓的不均勻份額瞬間被阻斷。 。這種不良影響不會(huì)發(fā)生在 T 型拓?fù)渲?。因此，沒有必要實(shí)施阻止此類轉(zhuǎn)換或提供串聯(lián) IGBT 瞬態(tài)電壓平衡的低級(jí)例程。
　　使用單個(gè) 1,200 V 設(shè)備阻斷全部直流母線電壓的另一個(gè)好處是減少傳導(dǎo)損耗。每當(dāng)輸出連接到正極或負(fù)極時(shí)，電路僅承受一個(gè)器件的正向壓降；在NPC拓?fù)渲?，兩個(gè)設(shè)備總是串聯(lián)的。這大大降低了傳導(dǎo)損耗，使得 T 型拓?fù)湓诘皖l開關(guān)應(yīng)用中很有價(jià)值。
　　總體而言，傳導(dǎo)損耗明顯低于 NPC 拓?fù)洌捎谄骷?huì)阻斷全部直流母線電壓，因此開關(guān)損耗較高。因此，T 型整流器適合開關(guān)頻率高達(dá) 50 kHz 的應(yīng)用，而 NPC 拓?fù)湓陬l率高于 50 kHz 時(shí)表現(xiàn)更好。
　　直流充電模塊的直流/直流轉(zhuǎn)換器級(jí)
　　DC/DC 級(jí)是電流隔離轉(zhuǎn)換器，可將輸入的 800 V 直流母線電壓轉(zhuǎn)換為穩(wěn)壓直流輸出電壓，用于為 EV 電池充電（繞過車輛的車載充電器，該充電器僅在連接到交流充電器時(shí)使用）。
　　雙向 DC/DC 級(jí)的拓?fù)淇梢酝ㄟ^以下兩種方式之一實(shí)現(xiàn)：
　　雙有源電橋
　　CLLC 模式下的雙有源電橋
　　雙有源橋拓?fù)?br /> 　　雙有源橋(DAB) 轉(zhuǎn)換器由初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)均帶有有源開關(guān)的全橋組成，通過高頻變壓器連接（見圖 6）。由于其中一個(gè)電橋中固有的滯后電流，該電流對(duì)一個(gè)電橋的開關(guān)的輸出電容進(jìn)行放電。當(dāng)次級(jí)側(cè)開關(guān)放電時(shí)，初級(jí)側(cè)的一些開關(guān)能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開關(guān)導(dǎo)通。還可以在開關(guān)之間使用無損電容緩沖器，以減少關(guān)斷損耗。
　　這種轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞闹饕獌?yōu)點(diǎn)是：
　　雙向能力，通過控制兩個(gè)電橋之間的相位角來實(shí)現(xiàn)
　　模塊化，使其能夠擴(kuò)展到更高的功率級(jí)別

　　在單相移調(diào)制中，DAB 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)易于控制。然而，對(duì)于擴(kuò)展的雙相移或三相移調(diào)制，控制方案變得復(fù)雜。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以通過單相移調(diào)制覆蓋較寬的電池電壓范圍，但變壓器中的循環(huán)電流會(huì)上升到較高水平，從而大大降低效率。
　　然而，利用三重??相移調(diào)制等先進(jìn)調(diào)制方案，轉(zhuǎn)換器理論上可以在整個(gè)工作范圍內(nèi)執(zhí)行零電壓開關(guān)。在此拓?fù)渲校敵龉β逝c變壓器 KVA 額定值的比率較高。處理紋波電流所需的輸出電容也很低。
　　總體而言，該轉(zhuǎn)換器非常適合功率密度、成本、重量、隔離和可靠性是關(guān)鍵因素的應(yīng)用，因?yàn)樗哂幸幌盗杏形Φ奶匦裕?br /> 　　元件數(shù)量相對(duì)較少
　　軟開關(guān)換向
　　低成本
　　高效率
　　但值得注意的是，DAB 轉(zhuǎn)換器通常需要額外的勻場(chǎng)電感器來支持零電壓開關(guān)：這會(huì)增加電路尺寸并降低功率密度。
　　CLLC 模式下的 DAB 拓?fù)?br /> 　　CLLC 電路配置執(zhí)行經(jīng)典 LLC 的所有功能，但具有以下優(yōu)點(diǎn)：在次級(jí)側(cè)使用有源開關(guān)可實(shí)現(xiàn)雙向功率傳輸（見圖 7）。
　　該轉(zhuǎn)換器以零電壓/零電流開關(guān)模式運(yùn)行，從而實(shí)現(xiàn)高效率。當(dāng)總線電壓有 10% 的變化空間時(shí)，該轉(zhuǎn)換器可以適應(yīng)廣泛變化的電池電壓，同時(shí)保持良好的效率。然而，在總線電壓固定的情況下，該拓?fù)涞墓ぷ鞣秶浅Ｓ邢蕖?br /> 　　初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)均存在電容器，消除了變壓器鐵芯飽和的風(fēng)險(xiǎn)。
　　CLLC 模式下的 DAB 轉(zhuǎn)換器適合 AC/DC 車載充電器。它的使用功率水平高于車載充電器的手柄功率，可達(dá) 15 kW。但擴(kuò)展到更高的功率水平和并聯(lián)可能很困難，因?yàn)樗枰叨葘?duì)稱的水箱結(jié)構(gòu)和多個(gè)模塊的同步——這是一項(xiàng)艱巨的任務(wù)。
　　DAB 和 CLLC 模式拓?fù)渲械?DAB 通常用于 800 V 隔離式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器。電壓轉(zhuǎn)換比控制轉(zhuǎn)換器端子的連接，這會(huì)影響開關(guān)所需的擊穿電壓額定值：高壓轉(zhuǎn)換器可以在一個(gè)端子上串聯(lián)或并聯(lián)連接，而另一個(gè)端子保持并聯(lián)連接。這意味著拓?fù)溥B接有四種可能的配置。
　　串聯(lián)輸入全橋 CLLC 的優(yōu)點(diǎn)是在較寬的輸出電壓范圍內(nèi)具有較窄的諧振頻率范圍，從而降低了開關(guān)損耗；這里可以使用 650 V 設(shè)備。但這需要對(duì)直流母線側(cè)串聯(lián)的直流母線電容器電壓進(jìn)行更復(fù)雜的控制。此外，為了實(shí)現(xiàn)給定的效率，需要比使用 1,200 V 器件的單個(gè)全橋具有更低導(dǎo)通電阻的器件。
　　CLLC模式的并行輸入全橋DAB轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點(diǎn)是，對(duì)于給定的效率，電路可以使用具有更高導(dǎo)通電阻的器件，同時(shí)控制方案更容易。需要寬諧振頻率范圍來支持寬輸出電壓范圍。